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電路的二次回路折合到一次，做近似處理，合并某些參數(shù)，可得圖3所示電路，漏感Li包括Lin和Lis，總分布電容C包括C1和C2；總電阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是勵(lì)磁電感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次側(cè)的阻值，RL′=RL/n2,折合后的輸出電壓U′o=Uo/n。
    經(jīng)過這樣處理后，等效電路中只有5個(gè)元件，但在脈沖作用的各段時(shí)間內(nèi)，每個(gè)元件并不都是同時(shí)起主要作用，我們知道任何一個(gè)脈沖波形可以分解成基波與許多諧波的疊加。脈沖的上升沿和下降沿包含著各種高頻分量，而脈沖的平頂部分包含著各種低頻分量。因此在上升、下降和平頂過程中，各元件（L、C等）表現(xiàn)出來的阻抗也不一樣，因此我們把這一過程分成幾個(gè)階段來分析，分別找出各階段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，當(dāng)輸入信號(hào)為矩形脈沖時(shí)，可以分3個(gè)階段來分析，即上升階段、平頂階段和下降階段。
（1）上升階段
　　對(duì)于通常的正脈沖而言，上升階段即脈沖前沿，信號(hào)中包含豐富的高頻成分，當(dāng)高頻分量通過脈沖變壓器時(shí)，在圖3所示的等效電路中，C的容抗1/ωC很小，而Lm1的感抗ωLm1很大，相比起來，可將Lm1的作用忽略，而在串聯(lián)的支路中，Li的作用即較為顯著。于是可以把圖3所示的等效電路簡(jiǎn)化成圖4所示的等效電路。
         
                                                                        圖3圖2的等效電路                                 圖4圖3的簡(jiǎn)化電路
　　在這個(gè)電路中，頻率越高，ωLi越大，而1/ωC越小，因而高頻信號(hào)大多降在Li上，輸出的高頻分量就減少了，可見輸入信號(hào)Usm前沿中所包含的高頻分量就不能完全傳輸?shù)捷敵龆�，頻率越高的成分到達(dá)輸出端越小，結(jié)果在輸出端得到的波形前沿就和輸入波形不同，即產(chǎn)生了失真。
　　要想減小這種波形失真，就要盡量減小分布電容C（應(yīng)減小變壓器一次繞組的匝數(shù)）。但又要得到一定的繞組電感量，所以需要用高磁導(dǎo)率的磁心。在繞制上也可以采取一些措施來減小分布電容，例如用分段繞法；為了減小漏感L1，可采用一、二次繞組交疊繞法等。
（2）平頂階段
　　脈沖的平頂包含著各種低頻分量。在低頻情況下，并聯(lián)在輸出端的3個(gè)元件中，電容C的容抗1/ωC很大，因此電容C可以忽略。同時(shí)在串聯(lián)支路中，Li的感抗ωLi很小，也可以略去。所以又可以把圖3電路簡(jiǎn)化為圖5所示的低頻等效電路。信號(hào)源也可以等效成電動(dòng)勢(shì)為Usm的直流電源。
　　這里可用下述公式表達(dá)
U′o=(UsmRL′)e－T/τ/(Rs＋RL′)
τ=Lm1(Rs＋RL′)RsRL′
　　可見U′o為一下降的指數(shù)波形，其下降速度決定于時(shí)間常數(shù)τ,τ越大，下降越慢，即波形失真越小。為此，應(yīng)盡量加大Lm1，而減小Rs和RL′,但這是有限的。如果Lm1太大，必然使繞組的匝數(shù)很多，這將導(dǎo)致繞組分布電容加大，致使脈沖上升沿變壞。
                                                              
                                                 圖5圖3的低頻等效電路                                          圖6脈沖下降階段的等效電路
（3）下降階段
    下降階段的信號(hào)源相當(dāng)于直流電源Usm串聯(lián)的開關(guān)S由閉合到斷開的階段，它與上升階段雖然是相對(duì)的過程，但有兩個(gè)不同；一是電感Lm1中有勵(lì)磁電流，并開始釋放，因此Lm1不能略去；二是開關(guān)S斷開后，Rs便不起作用，由此得出下降階段的等效電路，見圖6。
    一般來說，在脈沖變壓器平頂階段以后，Lm1中存儲(chǔ)了比較大的磁能，因此在開關(guān)斷開后，會(huì)出現(xiàn)劇烈的振蕩，并產(chǎn)生很大的下沖。為了消除下沖往往采用阻尼措施。
2功率變壓器的參數(shù)及公式